【48812】在线式UPS的原理剖析

  电路结构如图3－1所示，输入滤波器实质上便是EMI滤波器，一方面滤除、阻隔市电对UPS体系的搅扰，另一方面也防止UPS内部的高频开关信号“污染”市电。

  在线式UPS不论是由市电仍是由蓄电池供电，其输出功率总是由逆变器供应。市电中止或送电时，无任何转化时刻。

  平常，市电经整流器变成直流，然后再由逆变器将直流转化成纯洁的正弦电压供应负载。另一路，市电经整流后对蓄电池进行充电。正常供电时的作业原理见图3－1（a）。

  一旦市电中止时，转为蓄电池供电，经逆变器把直流转变为正弦沟通供应负载。市电中止时的作业原理见图3－1(b)。

  在市电正常供电状况下，若逆变器发生毛病，则静态开关动作转向由市电直接供电，此刻的作业原理见图3－1(c)。

  假如静态开关的转化是因为逆变器毛病引起，UPS会发出报警信号；假如是因为过载引起，当过载消失后，静态开关从头切换回到逆变器输出端。

  尽管后备式UPS中的恒压充电电路具有电路简略、本钱低价等长处。但这种充电电路使蓄电池组初期充电电流比较大，影响蓄电池的寿数。所以在在线式UPS中一般都会选用分级充电电路，即在充电初期选用恒流充电，当蓄电池端电压到达其浮充电压后，再选用恒压充电。在线式UPS蓄电池的典型充电特性如图3－2所示。

  变压器将市电电压由220V降到110V，经整流滤波后变成140V的直流电压U1，这个电压分红两路：一路由R1降压和V1、V2稳压后，得到18V左右的电压U2，加到集成操控器（UC3842）的7端，作为该操控器的辅佐电源；另一路经电感L1后加到场效应管V3的漏极。V3作业在开关状况，是个提高式（BOOST）开关稳压器，当UC3842的6端输出一正脉冲方波时，V3导通，电压U1简直都降在电压L1上，经过L1的电流等于漏极电流ID，当正脉冲方波曩昔后，在该脉冲的后沿激起一个反电势电压式中：Δu为瞬时反电势电压，Δt为脉冲下降时刻。

  这个反电势电压的方向正好与整流电压U1相叠加，经过二极管V4的充电电压UO为：

  这样，蓄电池就得到了满意的充电电压，因为Δt和ΔID由电路参数决议，该充电电压是固定不变的。跟着电池组的充电，当其端电压提高到设定值后，再经R7送到RP及R5组成的分压器上，经分压后的反应信号送到UC3842的输入端2，经过该信号的操控，使6端输入脉冲的频率下降，这样一来充电电压的平均值比本来减小，所以充电的电压被安稳下来。

  电流的操控进程是这样的：电流的采样信号是由V3源极上的R10获得的，当充电电流增大时，因为对应频率的添加，V3开关频率添加，在R10上经过电流所形成的电压平均值增大，这个增大了的电压US经R11、C6滑润后送到UC3842的3端，使6端输出脉冲的频率下降，然后也安稳了电流。

  由上述可见，这个充电电路其实便是个具有限流稳压功用的开关电源，只需将标称电压、浮充电压、恒流充电电流设置恰当，就能使蓄电池的充电进程基本上沿着抱负的充电曲线进行，然后延伸蓄电池的使用寿数。

  正弦脉宽调制是依据能量等效原理发展起来的一种脉宽调制法，如图3－4所示。

  为了得到挨近正弦波的脉宽调制波形，咱们将正弦波的一个周期在时刻上划分红N等份（N是偶数），每一等份的脉宽都是2π/N。在每个特定的时刻距离中，可以用一个脉冲起伏都等于UΔm、脉宽与其对应的正弦波所包括的面积持平或成份额的矩形电压脉冲来别离替代相应的正弦波部分。这样的N个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。假定正弦波的幅值为U～m，等效矩形波的幅值为UΔm，则各等效矩形脉冲波的宽度为δ式中：

  βi是各时刻距离分段的中心角，也便是各等效脉冲的方位中心角。上面的公式标明：由能量等效法得出的等效脉冲宽度δ与分段中心βi的正弦值成正比。

  在实践的小型UPS中，常用图3－5（a）所示的用比较器组成的正弦脉宽调制电路来完成上述脉宽调制的意图。若将三角波脉冲送到比较器的反相端（?），将正弦波送到比较器的同相端（?），则在正弦波电压幅值大于三角波电压时，比较器的输出端将发生一个脉宽等于正弦波大于三角波部分所对应的时刻距离的正脉冲。所以在电压比较器的输出端将得到一串矩形方波脉冲序列。假定三角波的频率fΔ与正弦波的频率f之比为fΔ/f～=N（N称为载波比），为了使输出方波满意奇函数，N应是偶数。假如假定在正弦波大于三角波的部分所发生脉冲的中心方位，便是每一段脉冲的中心方位βi。

  从图3－5（b）可以正常的看到，因为三角形Δabg与Δcdg类似，当载波比N固定，且N20时，在比较器输出端发生的矩形脉冲的宽度正比于正弦波的幅值U～m与三角波幅值之比，该脉冲宽度也正比于分段中心角βi的正弦值，关于图3－5（b）所示的脉宽调制波形，

  当n=1（基波）时，基波幅值Um(1)及各次谐波的幅值Um(n)与脉冲宽度δ有关，而脉宽δ又与调幅比U～m/UΔm有关。因而，只需适当地调理输入到比较器同相端的正弦波电压的幅值巨细就能调理逆变器电压的巨细。图3－6给出了Um(n)/Um(1)max（各次谐波的幅值与基波最大值之比）与U～m/UΔm(调幅比)的联系曲线可以精确的看出：在这种调制方法下，当正弦波的幅值小于三角波的幅值时，即0≤U～m/UΔm≤1时，逆变器输出电压的基波重量简直是与调幅比U～m/UΔm的数值成线性改变；当正弦波起伏等于三角波起伏时，逆变器输出电压的基波重量大约等于0.8Um(1)max；尔后，若持续增大正弦波的起伏，即U～mUΔm时，逆变器脉宽调制输出的正弦散布特性开端遭到损坏，这时Um（n）/Um(1)max与调幅比U～m/UΔm之间失掉线性联系，开端出现非线性特性。这种正弦脉宽调制方法的另一个重要特点是：在正弦波起伏小于三角波起伏范围内，输出波形中不包括3、5、7次等低次谐波重量。在脉宽调制输出波中仅存在与三角波作业频率附近的高次谐波。

  关于载波比K≥20的正弦脉宽调制波形来说，这些高次谐波重量是17、19次谐波重量。在现在实践使用的中、小型UPS中，正弦波的作业频率是50Hz，三角波的作业频率在8～40kHz之间。因而，选用这种正弦脉宽调制法的逆变器输出电

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